Особенности применения драйверов MOSFET и IGBT. Использование драйвера ключей нижнего и верхнего уровней IR2110 — объяснение и примеры схем

Драйверы полевых транзисторов

Драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов - устройства для управления мощными полупроводниковыми приборами в выходных каскадах преобразователей электрической энергии. Они используются в качестве промежуточного звена между управляющей схемой (контроллером или цифровым сигнальным процессором) и мощными исполнительными элементами.

Этапы развития энергетической (силовой) электроники определяются достижениями в технологиях силовых ключей и их схем управления. Доминирующим направлением в энергетической электронике является повышение рабочих частот конверторов, входящих в состав импульсных источников питания. Преобразование электроэнергии на более высоких частотах позволяет улучшить удельные массогабаритные характеристики импульсных трансформаторов, конденсаторов и дросселей фильтров. Динамические и статические параметры силовых приборов постоянно улучшаются, но мощными ключами надо еще и эффективно управлять. Для сбалансированного взаимодействия между управляющей схемой и выходными каскадами и предназначены мощные высокоскоростные драйверы MOSFET- и IGBT-транзисторов. Драйверы имеют высокие выходные токи (до 9 А), малые длительности фронта, спада, задержки и другие интересные отличительные особенности. Классификация драйверов приведена на рисунке 2.15.

Рисунок 2.15 -Классификация драйверов

Драйвер должен иметь, по крайней мере, один внешний вывод (в двухтактных схемах два), который относится к обязательным. Он может служить как предварительным импульсным усилителем, так непосредственно ключевым элементом в составе импульсного источника питания.

В качестве управляемого прибора в силовых схемах различного назначения могут применяться биполярные транзисторы, МОП – транзисторы и приборы триггерного типа (тиристоры, симисторы). Требования, предъявляемые к драйверу, осуществляющему оптимальное управление в каждом из этих случаев различны. Драйвер биполярного транзистора должен управлять током базы при включении и обеспечивать рассасывание неосновных носителей в базе на этапе выключения. Максимальные значения тока управления при этом мало отличаются от усредненных на соответствующем интервале. МОП – транзистор управляется напряжением, однако в начале интервалов включения и выключения драйвер должен пропускать большие импульсные токи заряда и разряда емкостей прибора. Приборы же триггерного типа требуют формирования короткого импульса тока только в начале интервала включения, поскольку выключение (коммутация) у наиболее распространенных приборов происходит по основным, а не управляющим электродам. Всем этим требованиям в той или иной степени должны удовлетворять соответствующие драйверы.

На рисунках 2.16…2.18 представлены типовые схемы включения биполярного и полевого МОП – транзисторов с использованием одного транзистора в драйвере. Это так называемые схемы с пассивным выключением силового транзистора. Как видно из рисунка, по структуре драйвера схемы эти вполне идентичны, что позволяет использовать одни и те же схемы для управления транзисторами обоих типов. В этом случае рассасывание носителей, накопленных в структуре транзистора, происходит через пассивный элемент – внешний резистор. Сопротивление его, шунтирующее управляющий переход не только при выключении, но и на интервале включения, не может быть выбрано слишком малым, что ограничивает скорость рассасывания заряда.

Для увеличения быстродействия транзистора и создания высокочастотных ключей необходимо снизить сопротивление цепи сброса заряда. Это осуществляется с помощью транзистора сброса, включаемого только на интервале паузы. Соответствующие схемы управления биполярным и МОП – транзисторами представлены на рисунке 2.17.

Драйвер представляет собой усилитель мощности и предназначается для непосредственного управления силовым ключом (иногда ключами) преобразователя. Он должен усилить управляющий сигнал по мощности и напряжению и, в случае необходимости, обеспечить его потенциальный сдвиг.

Выходной узел драйвера, управляющего изолированным затвором (транзисторы MOSFET, IGBT), должен соответствовать следующим требованиям:

МДП-транзисторы и IGBT – это приборы, управляемые напряжением, однако для увеличения входного напряжения до оптимального уровня (12-15 В) необходимо обеспечить в цепи затвора соответствующий заряд.

Для ограничения скорости нарастания тока и уменьшения динамических помех необходимо использовать последовательные сопротивления в цепи затвора.

Драйверы для управления сложными преобразовательными схемами содержат большое количество элементов, поэтому их выпускают в виде интегральных схем. Эти микросхемы, помимо усилителей мощности, содержат также цепи преобразования уровня, вспомогательную логику, цепи задержки для формирования «мёртвого» времени, а также ряд защит, например, – от перегрузки по току и короткого замыкания, снижения напряжения питания и ряд других. Многие фирмы выпускают многочисленный функциональный ряд: драйверы нижнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего ключа мостовой схемы, драйверы верхнего и нижнего ключей с независимым управлением каждого из них, полумостовые драйверы, которые часто имеют только один управляющий вход и могут использоваться для симметричного закона управления, драйверы для управления всеми транзисторами мостовой схемы.

Типовая схема включения драйвера верхнего и нижнего ключей фирмы International Rectifier IR2110 с бутстрепным принципом питания приведена на рис.3.1, а. Управление обоими ключами независимое. Отличие данного драйвера от других заключается в том, что в IR2110 введена дополнительная схема преобразования уровня как в нижнем, так и верхнем каналах, позволяющая разделить по уровню питание логики микросхемы от напряжения питания драйвера. Содержится также защита от пониженного напряжения питания драйвера и высоковольтного «плавающего» источника.

Конденсаторы С D , С С предназначены для подавления высокочастотных помех по цепям питания логики и драйвера соответственно. Высоковольтный плавающий источник образован конденсатором С1 и диодом VD1 (бутстрепный источник питания).

Подключение выходов драйвера к силовым транзисторам осуществляется при помощи затворных резисторов R G1 и R G2 .

Поскольку драйвер построен на полевых элементах и суммарная мощность, расходуемая на управление, незначительна, то в качестве источника питания выходного каскада может использован конденсатор С1, подзаряжаемый от источника питания U ПИТ через высокочастотный диод VD1. Конденсатор С1 и диод VD1 в совокупности образуют высоковольтный «плавающий» источник питания, предназначенный для управления верхним транзистором VT1 стойки моста. Когда нижний транзистор VT2 проводит ток, то исток верхнего транзистора VT1 подключается к общему проводу питания, диод VD1 открывается и конденсатор С1 заряжается до напряжения U C1 =U ПИТ – U VD1 . Наоборот, когда нижний транзистор переходит в закрытое состояние и начинает открываться верхний транзистор VT2, диод VD1 оказывается подпертым обратным напряжением силового источника питания. В результате этого выходной каскад драйвера начинает питаться исключительно разрядным током конденсатора С1. Таким образом, конденсатор С1 постоянно «гуляет» между общим проводом схемы и проводом силового источника питания (точка 1).

При использовании драйвера IR2110 с бутстрепным питанием особое внимание следует обратить на выбор элементов высоковольтного «плавающего» источника. Диод VD1 должен выдерживать большое обратное напряжение (в зависимости от силового источника питания схемы), допустимый прямой ток примерно 1 А, время восстановления t rr =10-100 нс, т.е быть быстродействующим. В литературе рекомендуется диод SF28 (600 В, 2 А, 35 нс), а также диоды UF 4004…UF 4007, UF 5404…UF 5408, HER 105… HER 108, HER 205…HER 208 и другие классы “ultra - fast” .

Схема драйвера выполнена таким образом, что высокому логическому уровню сигнала на любом входе HIN и LIN соответствует такой же уровень на его выходе HO и LO (см. рис. 3.1 б, драйвер синфазный). Появление высокого уровня логического сигнала на входе SD приводит к запиранию транзисторов стойки моста.

Данную микросхему целесообразно использовать для управления ключами инвертора с ШИМ–регулированием выходного напряжения. При этом необходимо помнить, что в СУ необходимо обязательно предусмотреть временные задержки («мертвое» время) с целью предотвращения сквозных токов при коммутации транзисторов стойки моста (VT1, VT2 и VT3,VT4, рис 1.1).

Емкость С1 – это бутстрепная емкость, минимальная величина которой может рассчитываться по формуле :

где Q 3 – величина заряда затвора мощного ключа (справочная величина);

I пит – ток потребления драйвера в статическом режиме (справочная величина, обычно I пит ≈ I G c т мощного ключа);

Q 1 – циклическое изменение заряда драйвера (для 500-600 - вольтных драйверов 5 нК);

V п – напряжение питания схемы драйвера;

– падение напряжения на бутстрепном диоде VD1;

Т – период коммутации мощных ключей.

Рис.3.1. Типовая схема включения драйвера IR2110 (а) и временные диаграммы его сигналов на входах и выходах (б)

V DD – питание логики микросхемы;

V SS – общая точка логической части драйвера;

HIN, LIN – логические входные сигналы, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

SD – логический вход отключения драйвера;

V CC – напряжение питания драйвера;

COM – отрицательный полюс источника питания V CC ;

HO, LO – выходные сигналы драйвера, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

V B –напряжение питания высоковольтного «плавающего» источника;

V S – общая точка отрицательного полюса высоковольтного «плавающего» источника.

Полученное значение бутстрепной емкости необходимо увеличить в 10-15 раз (обычно С в пределах 0,1-1 мкФ). Это должна быть высокочастотная емкость с малым током утечки (в идеале – танталовая).

Резисторы R G 1 , R G 2 определяют время включения мощных транзисторов, а диоды VD G 1 и VD G 2 , шунтируя эти резисторы, уменьшают время выключения до минимальных величин. Резисторы R 1 , R 2 имеют небольшую величину (до 0,5 Ом) и выравнивают разброс омических сопротивлений вдоль общей шины управления (обязательны, если мощный ключ – параллельное соединение менее мощных транзисторов).

При выборе драйвера для мощных транзисторов необходимо учитывать:

Закон управления мощными транзисторами:

Для симметричного закона подходят драйверы верхнего и нижнего ключа и драйверы полумостов;

Для несимметричного закона необходимы драйверы верхнего и нижнего ключа с независимым управлением каждого мощного ключа. Для несимметричного закона не подходят драйверы с трансформаторной гальванической развязкой.

Параметры мощного ключа (I к или I стока).

Обычно применяют приближенный подход:

I вых др max =2 А может управлять мощным VT с током до 50 А;

I вых др max =3 А – управлять мощным VT с током до 150 А (иначе время включения и выключения значительно возрастает и увеличиваются мощностные потери на переключение), т.е. высококачественный транзистор при ошибочном выборе драйвера теряет свои основные достоинства.

Учет дополнительных функций.

Фирмы выпускают драйверы с многочисленными сервисными функциями:

Различные защиты мощного ключа;

Защита от понижения напряжения питания драйвера;

С встроенными бутстрепными диодами;

С регулируемым и нерегулируемым временем задержки включения мощного VT по отношению к моменту выключения другого (борьба со сквозными токами в полумосте);

Со встроенной или отсутствующей гальванической развязкой. В последнем случае на входе драйвера необходимо подключить микросхему гальванической развязки (чаще всего – высокочастотная диодная оптопара);

Синфазные или противофазные;

Питание драйверов (бутстрепный вид питания или необходимы три гальванически развязанных источника питания).

При равноценности нескольких типов драйверов следует отдать предпочтение тем, которые коммутируют ток затвора мощных транзисторов с помощью биполярных VT. Если эту функцию выполняют полевые транзисторы, то могут быть отказы в работе драйвера при определенных обстоятельствах (перегрузках) за счет триггерного эффекта «защелкивания».

После выбора типа драйвера (и его данных) необходимы мероприятия по борьбе со сквозными токами в полумосте. Стандартный способ – выключение мощного ключа мгновенно, а включение запертого – с задержкой. Для этой цели применяют диоды VD G 1 и VD G 2 , которые при закрывании VT шунтируют затворные резисторы, и процесс выключения будет быстрее, чем отпирание.

Кроме шунтирования затворных резисторов R G 1 и R G 2 с помощью диодов (VD G 1 , VD G 2 , рис.3.1) для борьбы со сквозными токами в П-схеме мощного каскада фирмы выпускают интегральные драйверы, ассиметричные по выходному току включения VT I др вых m ах вкл и выключения I др вых m ах выкл (например I др вых m ах вкл =2А, I др вых m ах выкл =3А). Этим задаются ассиметричные выходные сопротивления микросхемы, которые включены последовательно с затворными резисторами R G 1 и R G 2 .

,
.

где все величины в формулах – справочные данные конкретного драйвера.

Для симметричного (по токам) драйвера справедливо равенство

.

Итак, для предотвращения возникновения сквозных токов необходимо подобрать суммарную величину сопротивлений в цепи затвора (за счет
, и, соответственно, регулируя ток заряда затворной емкости VT), задержку включения
транзистора больше или равным времени, затрачиваемое на закрывание VT

где
– время спада тока стока (справочная величина);

– время запаздывания начала выключения VT по отношению к моменту подачи на затвор запирающего напряжения, зависящее от величины разрядного тока затвора (соответственно он зависит от суммарного сопротивления в цепи затвора). При шунтирующих затворных диодах (VD G 1 , VD G 2 , рис.3.1) ток разряда однозначно определяется сопротивлением
. Поэтому для определения
решают следующую пропорцию

(соответствует) –

(соответствует) –

Если скорректированная величина
будет на порядок больше
, то это свидетельствует некорректному выбору типа драйвера по мощности (большое
) и этим корректируется в худшую сторону быстродействие мощных ключей. Для окончательного определения величины
можно воспользоваться техническими справочными данными мощного VT. Для этого составляется пропорция

(соответствует) –

(соответствует) –

(Если решение дает значение R G 1 с отрицательным знаком, то задержку на включение будет с запасом обеспечивать выходное сопротивление драйвера).

Для облегчения борьбы со сквозными токами некоторые производители уже на стадии изготовления добиваются того, чтобы t выкл < t вкл (например, сборка – полумост СМ35084-5F фирмы Mitsubishi Elektric с динамическими параметрами: t з вкл =1,1 мс, t вкл =2,4 мс, t з выкл =0,9 мс, t выкл =0,5 мс).

Диоды VD G 1 и VD G 2 должны быть высокочастотными и выдерживать с запасом напряжение питания драйвера.

Можно для борьбы со сквозными токами (для симметричного закона управления) выбрать нужный полумостовой драйвер (если он подходит по другим параметрам), у которого время задержки регулируется в диапазоне 0,4…5 мкс (например, драйверы фирмы IR типа IR2184 или IR21844), если их задержка больше или равна величине t выкл.

В заключение стоит заметить, что фирмы вместо старых модификаций драйверов выпускают новые типы, которые совместимы со старыми, но могут иметь дополнительные сервисные функции (обычно встроенные бутстрепные диоды, вернее, бутстрепные транзисторы, выполняющие функцию диодов, которые раньше отсутствовали). Например, драйвер IR2011 снят с производства и взамен его введен новый IRS2011 или IR2011S (в разных пособиях неоднозначная запись).

Быть может, после прочтения этой статьи вам не придётся ставить такие же по размерам радиаторы на транзисторы.
Перевод этой статьи .

Небольшое обращение от переводчика:

Во-первых, в данном переводе могут быть серьёзные проблемы с переводом терминов, я не занимался электротехникой и схемотехникой достаточно, но всё же что-то знаю; также я пытался перевести всё максимально понятно, поэтому не использовал такие понятия, как бутсрепный, МОП-транзистор и т.п. Во-вторых, если орфографически сейчас уже сложно сделать ошибку (хвала текстовым процессорам с указанием ошибок), то ошибку в пунктуации сделать довольно-таки просто.
И вот по этим двум пунктам прошу пинать меня в комментариях как можно сильнее.

Теперь поговорим уже больше о теме статьи - при всём многообразии статей о построении различных транспортных средств наземного вида (машинок) на МК, на Arduino, на <вставить название>, само проектирование схемы, а тем более схемы подключения двигателя не описывается достаточно подробно. Обычно это выглядит так:
- берём двигатель
- берём компоненты
- подсоединяем компоненты и двигатель
- …
- PROFIT!1!

Но для построения более сложных схем, чем для простого кручения моторчика с ШИМ в одну сторону через L239x, обычно требуется знание о полных мостах (или H-мостах), о полевых транзисторах (или MOSFET), ну и о драйверах для них. Если ничто не ограничивает, то можно использовать для полного моста p-канальные и n-канальные транзисторы, но если двигатель достаточно мощный, то p-канальные транзисторы придётся сначала обвешивать большим количеством радиаторов, потом добавлять кулеры, ну а если совсем их жалко выкидывать, то можно попробовать и другие виды охлаждения, либо просто использовать в схеме лишь n-канальные транзисторы. Но с n-канальными транзисторами есть небольшая проблема - открыть их «по-хорошему» подчас бывает довольно сложно.

Поэтому я искал что-нибудь, что мне поможет с составлением правильной схемы, и я нашёл статью в блоге одного молодого человека, которого зовут Syed Tahmid Mahbub. Этой статьёй я и решил поделится.

Вы можете загрузить документацию для IR2110 с сайта IR. Вот ссылка для загрузки: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Давайте для начала взглянем на блок-схему, а также описание и расположение контактов:

Рисунок 1 - Функциональная блок-схема IR2110

Рисунок 2 - Распиновка IR2110

Рисунок 3 - Описание пинов IR2110

Также стоит упомянуть, что IR2110 выпускается в двух корпусах - в виде 14-контактного PDIP для выводного монтажа и 16-контактного SOIC для поверхностного монтажа.

Теперь поговорим о различных контактах.

VCC - это питание нижнего уровня, должно быть между 10В и 20В. VDD - это логическое питание для IR2110, оно должно быть между +3В и +20В (по отношению к VSS). Фактическое напряжение, которое вы выберете для использования, зависит от уровня напряжения входных сигналов. Вот график:

Рисунок 4 - Зависимость логической 1 от питания

Обычно используется VDD равное +5В. При VDD = +5В, входной порог логической 1 немного выше, чем 3В. Таким образом, когда напряжение VDD = +5В, IR2110 может быть использован для управления нагрузкой, когда вход «1» выше, чем 3 (сколько-то) вольт. Это означает, что IR2110 может быть использован почти для всех схем, так как большинство схем, как правило, имеют питание примерно 5В. Когда вы используете микроконтроллеры, выходное напряжение будет выше, чем 4В (ведь микроконтроллер довольно часто имеет VDD = +5В). Когда используется SG3525 или TL494 или другой ШИМ-контроллер, то, вероятно, придётся их запитывать напряжением большим, чем 10В, значит на выходах будет больше, чем 8В, при логической единице. Таким образом, IR2110 может быть использован практически везде.

Вы также можете снизить VDD примерно до +4В, если используете микроконтроллер или любой чип, который даёт на выходе 3.3В (например, dsPIC33). При проектировании схем с IR2110, я заметил, что иногда схема не работает должным образом, когда VDD у IR2110 был выбран менее + 4В. Поэтому я не рекомендую использовать VDD ниже +4В. В большинстве моих схем уровни сигнала не имеют напряжение меньше, чем 4В как «1», и поэтому я использую VDD = +5V.

Если по каким-либо причинам в схеме уровень сигнала логической «1» имеет напряжение меньшее, чем 3В, то вам нужно использовать преобразователь уровней/транслятор уровней, он будет поднимать напряжение до приемлемых пределов. В таких ситуациях я рекомендую повышение до 4В или 5В и использование у IR2110 VDD = +5В.

Теперь давайте поговорим о VSS и COM. VSS это земля для логики. COM это «возврат низкого уровня» - в основном, заземление низкого уровня драйвера. Это может выглядеть так, что они являются независимыми, и можно подумать что, пожалуй, было бы возможно изолировать выходы драйвера и сигнальную логику драйвера. Тем не менее, это было бы неправильно. Несмотря на то что внутренне они не связаны, IR2110 является неизолированным драйвером, и это означает, что VSS и COM должны быть оба подключены к земле.

HIN и LIN это логические входы. Высокий сигнал на HIN означает, что мы хотим управлять верхним ключом, то есть на HO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал на HIN означает, что мы хотим отключить MOSFET верхнего уровня, то есть на HO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в HO, высокий или низкий, считается не по отношению к земле, а по отношению к VS. Мы скоро увидим, как усилительные схемы (диод + конденсатор), используя VCC, VB и VS, обеспечивают плавающее питания для управления MOSFETом. VS это плавающий возврат питания. При высоком уровне, уровень на HO равен уровню на VB, по отношению к VS. При низком уровне, уровень на HO равнен VS, по отношению к VS, фактически нулю.

Высокий сигнал LIN означает, что мы хотим управлять нижним ключом, то есть на LO осуществляется вывод высокого уровня. Низкий сигнал LIN означает, что мы хотим отключить MOSFET нижнего уровня, то есть на LO осуществляется вывод низкого уровня. Выход в LO считается относительно земли. Когда сигнал высокий, уровень в LO такой же как и в VCC, относительно VSS, фактически земля. Когда сигнал низкий, уровень в LO такой же как и в VSS, относительно VSS, фактически нуль.

SD используется в качестве контроля останова. Когда уровень низкий, IR2110 включен - функция останова отключена. Когда этот вывод является высоким, выходы выключены, отключая управление IR2110.
Теперь давайте взглянем на частые конфигурации с IR2110 для управления MOSFETами как верхних и нижних ключей - на полумостовые схемы.

Рисунок 5 - Базовая схема на IR2110 для управления полумостом

D1, C1 и C2 совместно с IR2110 формируют усилительную цепь. Когда LIN = 1 и Q2 включен, то C1 и С2 заряжаются до уровня VB, так как один диод расположен ниже +VCC. Когда LIN = 0 и HIN = 1, заряд на C1 и С2 используется для добавления дополнительного напряжения, VB в данном случае, выше уровня источника Q1 для управления Q1 в конфигурации верхнего ключа. Достаточно большая ёмкость должна быть выбрана у C1 для того чтобы её хватило для обеспечения необходимого заряда для Q1, чтобы Q1 был включён всё это время. C1 также не должен иметь слишком большую ёмкость, так как процесс заряда будет проходить долго и уровень напряжения не будет увеличиваться в достаточной степени чтобы сохранить MOSFET включённым. Чем большее время требуется во включённом состоянии, тем большая требуется ёмкость. Таким образом меньшая частота требует большую ёмкость C1. Больший коэффициент заполнения требует большую ёмкость C1. Конечно есть формулы для расчёта ёмкости, но для этого нужно знать множество параметров, а некоторые из них мы может не знать, например ток утечки конденсатора. Поэтому я просто оценил примерную ёмкость. Для низких частот, таких как 50Гц, я использую ёмкость от 47мкФ до 68мкФ. Для высоких частот, таких как 30-50кГц, я использую ёмкость от 4.7мкФ до 22мкФ. Так как мы используем электролитический конденсатор, то керамический конденсатор должен быть использован параллельно с этим конденсатором. Керамический конденсатор не обязателен, если усилительный конденсатор - танталовый.

D2 и D3 разряжают затвор MOSFETов быстро, минуя затворные резисторы и уменьшая время отключения. R1 и R2 это токоограничивающие затворные резисторы.

MOSV может быть максимум 500В.

VCC должен идти с источника без помех. Вы должны установить фильтрующие и развязочные конденсаторы от +VCC к земле для фильтрации.

Давайте теперь рассмотрим несколько примеров схем с IR2110.

Рисунок 6 - Схема с IR2110 для высоковольтного полумоста

Рисунок 7 - Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с независимым управлением ключами (кликабельно)

На рисунке 7 мы видим IR2110, использованный для управления полным мостом. В ней нет ничего сложного и, я думаю, уже сейчас вы это понимаете. Также тут можно применить достаточно популярное упрощение: HIN1 мы соединяем с LIN2, а HIN2 мы соединяем с LIN1, тем самым мы получаем управление всеми 4 ключами используя всего 2 входных сигнала, вместо 4, это показано на рисунке 8.

Рисунок 8 - Схема с IR2110 для высоковольтного полного моста с управлением ключами двумя входами (кликабельно)

Рисунок 9 - Схема с IR2110 как высоковольтного драйвера верхнего уровня

На рисунке 9 мы видим IR2110 использованный как драйвер верхнего уровня. Схема достаточно проста и имеет такую же функциональность как было описано выше. Есть вещь которую нужно учесть - так как мы больше не имеем ключа нижнего уровня, то должна быть нагрузка подключённая с OUT на землю. Иначе усилительный конденсатор не сможет зарядится.

Рисунок 10 - Схема с IR2110 как драйвера нижнего уровня

Рисунок 11 - Схема с IR2110 как двойного драйвера нижнего уровня

Если у вас проблемы с IR2110 и всё постоянно выходит из строя, горит или взрывается, то я уверен, что это из-за того, что вы не используете резисторы на затвор-исток, при условии, конечно, что вы всё спроектировали тщательно. НИКОГДА НЕ ЗАБЫВАЙТЕ О РЕЗИСТОРАХ НА ЗАТВОР-ИСТОК . Если вам интересно, вы можете прочитать о моем опыте с ними здесь (я также объясняю причину, по которой резисторы предотвращают повреждения).

МОП (по буржуйски MOSFET ) расшифровывается как Метал-Оксид-Полупроводник из этого сокращения становится понятна структура этого транзистора.

Если на пальцах, то в нем есть полупроводниковый канал который служит как бы одной обкладкой конденсатора и вторая обкладка — металлический электрод, расположенный через тонкий слой оксида кремния, который является диэлектриком. Когда на затвор подают напряжение, то этот конденсатор заряжается, а электрическое поле затвора подтягивает к каналу заряды, в результате чего в канале возникают подвижные заряды, способные образовать электрический ток и сопротивление сток — исток резко падает. Чем выше напряжение, тем больше зарядов и ниже сопротивление, в итоге, сопротивление может снизиться до мизерных значений — сотые доли ома, а если поднимать напряжение дальше, то произойдет пробой слоя оксида и транзистору хана.

Достоинство такого транзистора, по сравнению с биполярным очевидно — на затвор надо подавать напряжение, но так как там диэлектрик, то ток будет нулевым, а значит требуемая мощность на управление этим транзистором будет мизерной , по факту он потребляет только в момент переключения, когда идет заряд и разряд конденсатора.

Недостаток же вытекает из его емкостного свойства — наличие емкости на затворе требует большого зарядного тока при открытии. В теории, равного бесконечности на бесконечно малом промежутки времени. А если ток ограничить резистором, то конденсатор будет заряжаться медленно — от постоянной времени RC цепи никуда не денешься.

МОП Транзисторы бывают P и N канальные. Принцип у них один и тот же, разница лишь в полярности носителей тока в канале. Соответственно в разном направлении управляющего напряжения и включения в цепь. Очень часто транзисторы делают в виде комплиментарных пар. То есть есть две модели с совершенно одиннаковыми характеристиками, но одна из них N, а другая P канальные. Маркировка у них, как правило, отличается на одну цифру.

У меня самыми ходовыми МОП транзисторами являются IRF630 (n канальный) и IRF9630 (p канальный) в свое время я намутил их с полтора десятка каждого вида. Обладая не сильно габаритным корпусом TO-92 этот транзистор может лихо протащить через себя до 9А. Сопротивление в открытом состоянии у него всего 0.35 Ома.
Впрочем, это довольно старый транзистор, сейчас уже есть вещи и покруче, например IRF7314 , способный протащить те же 9А, но при этом он умещается в корпус SO8 — размером с тетрадную клеточку.

Одной из проблем состыковки MOSFET транзистора и микроконтроллера (или цифровой схемы) является то, что для полноценного открытия до полного насыщения этому транзистору надо вкатить на затвор довольно больше напряжение. Обычно это около 10 вольт, а МК может выдать максимум 5.
Тут вариантов три:

Выбор транзистора тоже не очень сложен, особенно если не заморачиваться на предельные режимы. В первую очередь тебя должно волновать значение тока стока — I Drain или I D выбираешь транзистор по максимальному току для твоей нагрузки, лучше с запасом процентов так на 10. Следующий важный для тебя параметр это V GS — напряжение насыщения Исток-Затвор или, проще говоря, управляющее напряжение. Иногда его пишут, но чаще приходится выглядывать из графиков. Ищешь график выходной характеристики Зависимость I D от V DS при разных значениях V GS . И прикидыываешь какой у тебя будет режим.

Вот, например, надо тебе запитать двигатель на 12 вольт, с током 8А. На драйвер пожмотился и имеешь только 5 вольтовый управляющий сигнал. Первое что пришло на ум после этой статьи — IRF630. По току подходит с запасом 9А против требуемых 8. Но глянем на выходную характеристику:

Если собираешься загнать на этот ключ ШИМ, то надо поинтересоваться временем открытия и закрытия транзистора, выбрать наибольшее и относительно времени посчитать предельную частоту на которую он способен. Зовется эта величина Switch Delay или t on ,t off , в общем, как то так. Ну, а частота это 1/t. Также не лишней будет посмотреть на емкость затвора C iss исходя из нее, а также ограничительного резистора в затворной цепи, можно рассчитать постоянную времени заряда затворной RC цепи и прикинуть быстродействие. Если постоянная времени будет больше чем период ШИМ, то транзистор будет не открыватся/закрываться, а повиснет в некотором промежуточном состоянии, так как напряжение на его затворе будет проинтегрировано этой RC цепью в постоянное напряжение.

При обращении с этими транзисторами учитывай тот факт, что статического электричества они боятся не просто сильно, а ОЧЕНЬ СИЛЬНО . Пробить затвор статическим зарядом более чем реально. Так что как купил, сразу же в фольгу и не доставай пока не будешь запаивать. Предварительно заземлись за батарею и надень шапочку из фольги:).